夏志超
上海施能电器设备有限公司 201316
摘要：LLC电路是通过多个电感与电容相互谐振来实现软开关功能的一种重要电路。作为当前被广泛应用的电路，本文结合相关波形图详细分析了其在不同开关频率下的工作过程。针对应用在简易无PFC（功率因数校正）充电设备中的LLC电路，提供了一种计算核心磁性元件的参考设计，同时分析了LLC电路的可能的失效模式以及设计难点，诸如宽范围输入输出、短路保护、MOS管选型注意事项等，提供了可供选择的参考方案。最后设计了一个输出功率约为1.5kW的实验样机，来验证试验结果。
关键字：LLC；软开关；宽范围；磁性元件；充电设备
0 引言
追求更高功率密度、更低成本、更高可靠性一直是开关电源变换器亘古不变的发展目标。其中不断增加的开关变换器的功率密度，越来越受到磁性元器件体积的限制。而提高功率开关器件的开关频率，可大幅度地减小磁性元件的体积。LLC谐振变换器这种先进的软开关电路拓扑容许采用高频开关技术，其充分利用电路中各种寄生参数电路结构简单、软开关范围宽（即使空载可也实现零电压软开关）、功率密度高等优点已被应用在各种大中小功率等级场合，诸如服务器电源、显示器电源、适配器电源、LED电源、充电电源等。当LLC电路应用在无PFC电路的充电器中，核心的磁性元件主变压器的设计就显得尤为关键，另外本文还分析了LLC电路的可能失效模式，提供了可供选择的解决方案，最后设计了一个1.5KW的无PFC的LLC充电实验样机，来验证试验结果。
1 LLC半桥谐振变换器工作原理
.png)
图1 LLC半桥谐振变换器结构图
图1为LLC半桥谐振变换器的结构图，其中Vin为输入电压，功率开关管Q1、Q2构成半桥谐振变换器的主桥臂，二极管D1~D2、电容C1~C2分别为功率开关管Q1、Q2的寄生二极管和并联电容，Cr为谐振电容，Lr为谐振电感，Lm为主变压器T的励磁电感，Dr1、Dr2为副边整流二极管，Co为输出电容，Ro为等效负载电阻，Vo为输出电压，Ip为谐振腔电流，Im为变压器励磁电流。
该变换器其中有两个谐振频率，分别为
.png)
LLC半桥谐振变换器具有多种工作模式，本质上来时，因其在一个开关周期内，谐振腔内可有多种谐振元件的变化，故也称作多谐振变换器。因为不同的输入输出电压的比率、输出负载以及谐振腔的特性，可存在不同的工作模式，如果副边整流二极管一直处于导通状态，可定义为CCM（连续导通）模式；如果副边二极管存在不导通时间，可定义为DCM（不连续导通）模式。
A)当开关频率时
.png)
图2 开关频率时波形图
①t0→t1时段,Q1导通，Q2关闭，谐振腔电流Ip由输入Vin流入谐振腔，整流二极管Dr1导通，此时电路由输入向输出传递能量，此时变压器励磁电感Lm被输出反射到原边的电压K*Vo（K为变压器原副边匝比）钳位，Lm不参与谐振，谐振腔中只有Cr和Lr参与谐振。当Q1在t1时刻关闭，此阶段结束；
②t1→t2时段，此阶段为谐振桥臂的死区时间，此时Q1、Q2都关闭，谐振腔电流Ip迅速给电容C1、C2充放电，当桥臂中点电压由Vin谐振到0以后，寄生二极管D2导通，为开关管Q2零电压导通提供了条件，输出整流二极管Dr2开始导通，t2时刻，Q2开始导通；
③t2→t3时段，Q1关闭，Q2导通，寄生二极管D2也持续导通，此时Q2处于同步导通状态，变压器励磁电感Lm仍被钳位在K*Vo，谐振腔中只有Cr和Lr参与谐振，在t3时刻，Ip谐振到0；
④t3→t4时段，Q1关闭，Q2导通，谐振腔电流Ip开始反向流动，变压器励磁电感Lm被输出反射到原边的电压K*Vo（K为变压器原副边匝比）反向钳位，谐振腔中仍然只有Cr和Lr参与谐振。t4时刻，Q2开始关闭。
⑤t4→t5时段，此阶段也为谐振桥臂的死区时间，此时Q1、Q2都关闭，谐振腔电流Ip迅速给电容C1、C2充放电，当桥臂中点电压由0谐振到Vin以后，寄生二极管D1导通，为开关管Q1零电压导通提供了条件，输出整流二极管Dr1开始导通，t5时刻，Q1开始导通；
⑥t5→t6时段，Q1导通，Q2关闭，寄生二极管D1也持续导通，此时Q1处于同步导通状态，变压器励磁电感Lm仍被钳位在K*Vo，谐振腔中只有Cr和Lr参与谐振，在t6时刻，Ip谐振到0，Ip再次换向；此后重复以上过程。
B)当开关频率时
.png)
图3开关频率时波形图
.png)
①t0→t1时段,Q1导通，Q2关闭，谐振腔电流Ip由输入Vin流入谐振腔，整流二极管Dr1导通，此时电路由输入向输出传递能量，此时变压器励磁电感Lm被输出反射到原边的电压K*Vo（K为变压器原副边匝比）钳位，Lm不参与谐振，谐振腔中只有Cr和Lr参与谐振。
②t1→t2时段，Q1仍然导通，Q2仍然关闭，在t1时刻，整流二极管Dr1的电流变为0，并且谐振腔电流Ip等于励磁电感Lm的电流，输出整流二极管Dr1、Dr2都不导通，励磁电感Lm不再被输出电压Vo反射到原边的电压钳位，此时Lm也参与了Lr和Cr的谐振。在t2时刻，Q1关断此阶段结束。
③t2→t3时段，此阶段为谐振桥臂的死区时间，此时Q1、Q2都关闭，谐振腔电流Ip迅速给电容C1、C2充放电，当桥臂中点电压由Vin谐振到0以后，寄生二极管D2导通，为开关管Q2零电压导通提供了条件，t3时刻，Q2开始导通；
④t3→t4时段，Q1关闭，Q2导通，整流二极管Dr2导通，变压器励磁电感Lm被输出反射到原边的电压K*Vo（K为变压器原副边匝比）反向钳位，谐振腔中仍然只有Cr和Lr参与谐振。在t4时刻，Ip谐振到0。
⑤t4→t5时段，Q1仍然关闭，Q2仍然导通，谐振腔电流Ip开始反向流动。变压器励磁电感Lm被输出反射到原边的电压K*Vo（K为变压器原副边匝比）反向钳位，谐振腔中仍然只有Cr和Lr参与谐振。
⑥t5→t6时段，整流二极管Dr2的电流变为0，并且谐振腔电流Ip等于励磁电感Lm的电流，输出整流二极管Dr1、Dr2都不导通，励磁电感Lm不再被输出电压Vo反射到原边的电压钳位，此时Lm也参与了Lr和Cr的谐振。在t6时刻，Q2关断此阶段结束。
⑦t6→t7时段，此阶段为谐振桥臂的死区时间，此时Q1、Q2都关闭，谐振腔电流Ip迅速给电容C1、C2充放电，当桥臂中点电压由0谐振到Vin以后，寄生二极管D1导通，为开关管Q1零电压导通提供了条件，t7时刻，Q1开始导通；
⑧t7→t8时段，Q1导通，Q2关闭，寄生二极管D1也持续导通，此时Q1处于同步导通状态，变压器励磁电感Lm仍被钳位在K*Vo，谐振腔中只有Cr和Lr参与谐振，在t8时刻，Ip谐振到0，再次准备换向；
2 LLC半桥谐振变换器的失效模式
A)启动失效模式
LLC变换器在启动之前，谐振电容Cr、输出电容Co均没有电压，当桥臂上管Q1第一次导通时，输入电压Vin相当于直接加在谐振电容两端，此时会产生相当大的电流尖峰，接着桥臂下管Q2第一次导通，谐振腔电流Ip开始减小，但是由于此时谐振电感的电压（K为变压器原副边匝比）非常小，且Q2的导通时间还不够长，谐振腔电流还没有完成换向，Q2已经关闭。接着桥臂上管Q2第二次导通，此时谐振腔电流又开始增大，Q2的寄生二极管存在反向恢复时间，如果这个体二极管的反向恢复特性比较差，此时如果上管Q1第二次导通，就可能引起桥臂直通，从而导致功率开关管失效。
要解决启动失效的问题，①可以减小上管第一次开通时间，即增加变换器的启动频率；②增加下管第一次开通时间，使得在下管第一次导通完成后，谐振腔电流已经完成换向，减小下管的体二极管的反向恢复特性；③选择体二极管反向恢复特性比较好的功率开关管。④改为对称式半桥LLC结构。
B)过载失效模式
.png)
图5负载变化时工作点变化示意图
图5是多组LLC变换器的增益-频率曲线图，虚线上面部分和频率线Fr1右边部分时LLC实现零电压ZVS区域，其他区域为零电流ZCS区域。如图5所示当发生过载时，工作点发生转移，由ZVS区域转移到ZCS区域，此时开关管开通时为硬开通，增加了开通损耗，进而也会导致体二极管存在反向恢复应力。而体二极管关断也伴随产生很大的反响恢复电流尖峰，这会大大增加开关管的损耗，在极端情况下损坏开关管。
C)短路失效模式
短路失效模式和过载失效模式类似，而且情况更加糟糕，开关管的损耗会更高。
针对过载与短路失效模式，必须要在电路中增加过流检测保护电路，一旦发生过载或者短路，立即关闭开关管，起到保护作用。另外可将这种半桥电路作一下变形，增加谐振电容钳位二极管，当发生短路或者过载时，谐振电容两端的电压由于谐振电流的上升而上升，当超过Vin时可通过钳位二极管的作用，阻止谐振电流继续增大，为保护电路起作用预留出时间，如图6所示。
.png)
图6谐振电容分开的对称式LLC半桥变换器
图6通过谐振电容分开，并在谐振电容上并上钳位二极管；这种对称式连接方式不但减小了启动时的电流，而且增加钳位二极管在过载时也起到了限流的作用。
3 主变压器设计
常规的LLC充电设备通常都需要一个PFC电路，使直流母线电压稳定在400V左右，而本文以一个无PFC的1.5KW充电机为例，设计主功率变压器的主要参数。
输入最小电压：Vdcmin=230V
输入最大电压：Vdcmax=340V
输入额定电压：Vdcnom=310V
输出电压：Vo=30V
最大输出功率：Po=1500W
谐振频率：Fr=100kHz
最大开关频率：Fmax=126500Hz
输出二极管管压降：VF=1V
4 实验结果及结论
为了验证LLC电路在无PFC充电设备中的应用，特制作了一个1.5KW的充电样机。器件选型上，主功率开关管为IXFP22N65X2M,输出二极管为V60120C，谐振电容为4个68nF电容并联，主控制芯片采用安森美公司的NCP1397B。
.png)
从图7、图8可知，在没有PFC电路情况下，低压和高压输入情况下均实现了稳定输出，达到了宽范围的目的，此时开关频率分别大于和小于谐振频率Fr1。通过更改为对称式LLC变换器，实现了图9启动时电流在桥臂下管第一次关闭时已经实现换向，谐振腔电流安全过度的功能。
参考文献
[1]Steady state analysis of the LLC resonant converter, Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2001, APEC 2001,728~735
[2]刘胜利 现代高频开关电源实用技术 电子工业出版社
[3]A comparison of half bridge resonant converter topologies,IEEE Trans, on Power Electronics,1988 ,174~182
[4]LLC resonant half bridge converter design guideline , STMicroelectronics
[5]Wonsuk Choi, Sungmo Youmg,Dongwook Kim , Analysis of MOSFET failure modes in LLC resonant converter, INTELEC 2009, October 2009
[6]Bo yang, F C Lee, Concanmon, Over current protection Method for LLC resonant converter ,APEC 2003, Feb 2003
[7]Sampat Shekhawat, Mark Rinehimer, Bob Brokway, FCS fast body diode MOSFET for phase shifted ZVS full bridge DCDC converter ,Fairchild Application note AN 7536
[8]Antonino Gaito,Why use a fast diode MOSFET in a LLC topology, STMicroelectronics
简介：夏志超，1987.04，男，汉族，安徽省芜湖人，中国矿业大学，硕士研究生学历，电力电子与电力传动专业，从事工业充电机设计研发十年。