苏杨
海装沈阳局驻大连第二军事代表室 辽宁大连 116045
摘要：随着信息化战争样式的演化，为增强作战平台的电子战能力，提高其在战争中的生存率，平台需具备雷达、通信、侦察和灵巧干扰功能。但是，在单武器平台配备如此多的电子设备势必消耗平台的空间增加平台的负重，增加系统间的电磁干扰，削弱作战平台的隐身性能和作战的机动性。解决以上问题的一种有效途径，就是实现射频综合一体化。射频综合一体化能实现单个平台的通用性、小型化和多功能化，使平台涌现更强的电子战能力和生存能力。自美海军多功能射频系统和美空军的先进综合航空电子系统实装应用之后，为了进一步提升单平台在未来化电子战争中的智能化水平，学术界对未来多功能电子系统的发展做了不同角度的分析和展望，其中对一体化深耦合波形共享的研究成为主要的研究热点之一。
关键词：新的互补序列；雷达通信；一体化；应用
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即两对互补码的互相关函数和为零，则称这一对互补码为完全互补码。由式（１）和式（２）可以看出，互补码具有理想的自相关特性，当进行目标回波脉压处理时，脉压信号旁瓣为零，适合于在低信噪比条件下的弱小目标检测。一组完全互补码间互相关函数为零，适合于多数据传输通道间低互相性的要求。基于单基地雷达通信一体化系统，发射信号的大占空比产生了探测的近距离盲区，近距离回波部分被遮挡，使得互补码的相关特性降低，主旁瓣比下降，严重影响了对低信噪比下弱小目标的检测。假设采用３２个码元的互补码序列，图１在回波被遮掩４个码元时，信号匹配滤波图，存在较大的旁瓣信号。图２为不同的遮掩码元与峰值旁瓣的关系图，由于互补码的前后两部分码元也存在互补关系，所以当遮掩一半码元时回波与本地序列间存在较好的相关特性。
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２波形设计
2.1基于离散傅里叶变换矩阵循环扩展的互补码
文献提出的完全互补码组生成算法较为复杂，若矩阵的维数较大时，互补码构造难度较大。针对此类情况，本文提出了一种基于离散傅里叶变换矩阵循环扩展的互补码设计方法。对于任意整数，则Ｎ×Ｎ阶离散傅里叶变换矩阵可以定义为
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式中，若Ａ１为实数，则Ａ－１为－Ａ１，若Ａ１为复数，则Ａ－１为Ａ１的复共轭。可以看出，在式（４）中经过两次循环扩展后，互补码的长度变为原码序列长度的４倍。因此，若原序列的长度为Ｎ，则通过式（４）循环扩展ｒ次可构造２ｒ个长度为Ｎ·２ｒ的互补序列。
2.2基于离散傅里叶变换矩阵循环扩展互补码的子码分段互补特性
在回波遮挡情况下，互补码互补特性被破坏，如图１与图２所示，匹配滤波处理后出现高旁瓣，影响目标检测效果。通过详细分析基于离散傅里叶变换矩阵循环扩展完全互补码的结构特征和设计方法，得出所构造的互补码中子码存在分段互补特性，即对于一对互补码（Ａ，Ｂ），任意截取长度为（２ｉ＜Ｎ，０＜ｉ＜Ｉ，Ｎ为互补码的长度，Ｉ为正整数）的子码（Ａ１，Ｂ２）也为互补码，
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3互补码在雷达通信一体化中的应用
在基于完全互补码的一体化系统中，采用码分多址与多载波调制相结合的结构。通过式（４）的扩展方法，完全互补码被扩展为Ｎ对，则系统中可以同时存在Ｎ个用户（处理通道），这就意味着每个处理通道采用４个互补码集作为本身的地址码，用以完成子码间的相关函数旁瓣对消。基于互补码的第ｋ个通道的结构示意图如图３所示，互补码内的不同序列在不同的频率上发送。若互补码有４个子码，其载波集分别为｛Ｆｋ＋ｆｋ１，Ｆｋ＋ｆｋ２，Ｆｋ＋ｆｋ３，Ｆｋ＋ｆｋ４｝。第ｋ个通道数据串并变换后分别与互补码的４个互补序列子码Ａｋ０，Ａｋ１，Ａｋ２，Ａｋ３相乘，再调制到４个不同载频的子载波上，得到扩频数据信号。在接收端与本地扩频互补码Ａｋ０，Ａｋ１，Ａｋ２，Ａｋ３进行解扩处理。若第ｋ个通道的通信数据为ａｋ，４个子载波互补序列相关处理的输出为Ｏｕｔｋ１，则Ｏｕｔｋ１可以表示为［０，…，０，２ Ｎ·ａｋ，０，…，０］。假设ｋ个通道代表信道中的ｋ个用户，每个用户采用二进制相移键控（ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ，ＢＰＳＫ）的直接序列扩频调制（ｄｉｒｅｃｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ，ＤＳＳＳ）。则Ｏｕｔｋ１输出可以表示为［０，…，０，２ Ｎ，０，…，０］或［０，…，０，－２ Ｎ，０，…，０］，通过符号判决器，可得到通信数据。输出信号Ｏｕｔｋ２为雷达的接收信号。每个相位编码信号包括Ｍ个码元，Ｎ个相位编码（ＭＣＰＣ）信号通过Ｎ个子载波同时发射，则第ｋ个通道编码的基带信号可以描述为
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4实现方法及其性能仿真
4.1基于子互补码的分段匹配滤波
通过基于离散傅里叶变换矩阵循环扩展的完全互补码具有码间分段互补特性，作为单基地雷达通信一体化系统，若在一定的回波遮掩率下，若进行全码的脉冲压缩处理，则存在高旁瓣。为了解决这个问题，采用文献提出的分段互补的匹配滤波方法，不再采用对整个接收期信号进行匹配滤波，而是根据距离段时延分段对回波信号进行脉冲压缩处理，再根据距离段对脉冲压缩结果进行拼接。每个码元对应的距离为１．５ｋｍ。假设雷达的最小探测距离为６ｋｍ，则非遮挡区至少要包含４个码元。当采用长度为３２的完全互补码时，目标在４８ｋｍ之内存在回波遮挡。目标延时以式（９）进行分段处理：
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假设目标１、目标２和目标３分别在１０ｋｍ，２０ｋｍ，３０ｋｍ处，回波的信噪比为１０ｄＢ。在采用仅３２位长码进行３个目标的脉压处理图。由表１可以看出，３个目标分别处在不同的３个遮挡距离段。由图５（ａ）、图５（ｃ）和图５（ｅ）可以看出，３个目标分别处于的遮掩区域存在很高的副瓣，强目标旁瓣不仅会造成大量虚警，而且会影响弱目标的检测。图５（ｂ）、图５（ｅ）和图５（ｆ）为采用分段距离脉压的结果，由图可以看出，采用基于子码的分段互补方法进行匹配滤波处理后旁瓣大大降低，可以清楚看到辨析遮挡区域的目标。图６为两个目标分别位于３０ｋｍ和７０ｋｍ处的脉压图，采用基于子码的分段互补方法可以检测任何遮挡区域的目标，基本克服了设计的高占空比信号带来的回波遮掩问题。
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4.2通信性能分析
由于附近目标的反射或者散射等原因，雷达回波到达接收天线的路径不同，使得通信接收信号存在多径现象，多径现象将会引起子载波间干扰，即子载波间的正交性遭到破坏，使得互补码的互补特性减弱。在ＯＦＤＭ通信技术中，为了对抗多径引起的符号间干扰（ｉｎｔｅｒ ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒ－ｅｎｃｅ，ＩＳＩ），需要设置一定长度的保护间隔（ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ，ＧＩ），一般使用循环前缀（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ，ＣＰ）进行填充。ＣＰ的存在可保证信号子载波的正交性，减少了载波间的干扰，ＣＰ一般作为ＯＦＤＭ数据块后一段的复制，其长度根据通信信道的最大时延扩展所决定。ＣＰ的添加能够保持互补码子载波间的正交性，提升数据传输的可靠性。子载波上插入的循环前缀如图７所示。长度为Ｍ＝２ｉ（Ｍ＜Ｎ，０＜ｉ＜Ｉ，Ｎ为完全互补码的长度，Ｉ为正整数），此长度为一个子互补码的长度，互补码间能够形成互补特性，有利用通信系统进行同步处理。
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式中，τｉ为第ｉ条路径时延。
从图８可以看出，在多径信道中，加入循环前缀可以使得系统的误码率降低，抵制了由多径所引起的系统性能的恶化。基于互补码的多载波ＤＳ－ＣＤＭＡ雷达通信一体化的通信性能优于采用Ｏｐｐｅｒｍａｎｎ序列的ＭＣ－ＣＤＭＡ系统，可以获得更好的误码率性能，获得的平均增益大约为６ｄＢ。
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5结论
针对舰与舰、舰与空中平台、空中平台之间以及机动雷达组网等信息传送的情况，通过设计一体化波形使得雷达探测信号在对目标定位的同时，实现通信传输的功能。基于完全互补码雷达通信一体化共享信号能够较好地适用于舰载一体化平台对海面舰艇的探测或者基于高频的一体化系统对低空飞机等目标的远程预警。基于深度耦合的多功能射频系统一体化技术的研究刚刚起步，深入开展雷达通信一体化技术研究，可为掌握未来新武器技术和制信息权奠定坚实的基础。
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