习涛
TCL空调器（中山）有限公司，528427
摘要：由于开关电源有着体积小、能效高、输入电压宽、成本低等优点，已经在空调领域被广泛应用，但是开关电源在应用过程中同样有干扰大、选型难等相关问题。本文将介绍反激式开关电源在空调应用中常见的选型问题。
关键词：反激式开关电源、空调、选型
引言
本文阐述了开关电源基本原理，并举例说明。重点阐述反激式开关电源基本原理以及反激式开关电源系统重要器件的选型。
一、基本原理
举例说明，想象一下一个下班晚高峰时候的公交站，可能有数以千计的上班族蜂拥而至，等待着回家的公交。但是结果很明显，没有一个公交车可以同时容纳这么多人，那怎么办呢？其实很简单，先来后到分批上车，最终数以千计的人会分批离开公交站，一辆接着一辆高速运转的公交车成功把人群实现分流，最终到达目的地。
开关电源工作原理与公交系统类似，不同之处就是公交系统运输的是人，而开关电源运输的是能量。换句话说，开关电源会把输入端源源不断的能量，通过MOS管的开关“分批打包”至输出端，中间在借助一些电感电容，最终输出端也会得到平滑而稳定的能量。
因此，无论是运送乘客还是能量，旁观者的角度，看到的都是连续的输入和连续的输出，要么用大型车，每次运的人数多一些，间隔的时间久一些，要么用小型车，每次运的人数少一些，间隔的相对短一些。如此说来，开关电源一直工作在高频状态下不足为奇，其主要目的是为了减小能量包的大小，从而减小储存、运输能量包所需要器件的尺寸。
二、反激式开关电源原理
反激式开关电源在中小功率应用较为广泛，特别适合空调领域的负载功率。反激式开关电源的基本拓扑就是buck-boost（升降压）电路,见图2.1。
图2.1 buck-boost（升降压）电路
S闭合时，二极管D1反向截至，电流通过L1回到电源，电感L1两端电位上“+”下“-”，电感L1储能；S断开时，由于电感特性，电感L1续流，保持电流方向不变，此时电感L1两端电位发生跳变，上“-”下“+”，电感L1通过D1续流，给电容C充电，给负载R供电；下个周期S闭合时，电源继续给电感充电，负载R的能量需求则时候电容C提供。
反激式开关电源则是把电感L3换成高频变压器T，如下图；Ui为输入电压，T为高频变压器，S为MOS管，D1为次级输出二极管，C为输出电容，Uo为输出电压。
.png)
图2.2 反激式开关电源基本拓扑
MOS管S闭合时，电流通过变压器初级（N1侧）电感回到电源，原边电感储能，电感两端电位上“+”下“-”，根据变压器同名端原理，变压器次级（N2侧）电位为上“-”下“+”，二极管D1方向截止；MOS管S断开时，变压器初级电感L1续流，电感电位跳变为上“-”下“+”，同理，变压器次级电位跳变为上“+”下“-”，通过二极管D1给电容C和负载供电；下个周期MOS管S闭合时，电源继续给电感充电，负载的能量需求则时候电容C提供。
通过MOS管不断的开关，可以得到输出电压，但是如何得到一个我们想要的输出电压呢？下面我们一起讨论一下开关电源的反馈问题。
常用的反馈型式有两种：原边反馈和次级反馈。原边反馈是通过初级辅助绕组的电压取样，来实现电压的反馈，然后根据变压器的匝数比来实现输出的稳压，优点是可以减少器件从而降低成本，但是缺点也非常明显，输出电压的精度较低、调整度较差。高精度、易调整的应用场合已经很少使用这种反馈了，所以我们不讨论这种反馈方式。
次级反馈是通过次级比例电阻取样，配合TL431控制光耦导通反馈给开关电源芯片，开关电源芯片通过控制MOS管开关的占空比，从而实现稳压，常见形式如下，见图2.3：
.png)
图2.3 反馈电路
Uo≈（1+R3/R4）*V基准 V，通过调整R3和R4的比值可以调整输出电压。但是需要注意输出电压对MOS管两端电压的影响。
三、重要器件选型
1.RCD吸收回路参数选型
.png)
图3.1 RCD吸收回路电路
电阻R68与电容EC11的值相对独立，如果成本允许的情况下，电容EC11值几乎可以尽可能无穷的大，可以降低电压纹波分量，通常开关频率在70kHz—200kHz之间的反激式开关电源中，电容EC11一般选择4nf—22nF之间。如果对可闻噪声要求比较严格，对电容EC11的材质选择时需要注意，尽量不选择瓷片电容，因为瓷片电容包含碳酸钡百分比较高，碳酸钡是非线性电介质材料，在常温下压电效应比较明显，而压电效应会产生明显的可闻噪声。但是聚丙烯材质的聚酯电容可闻噪声峰值会减小4dB左右，但相对体积会大一些。测试结果如下：
瓷片电容：
.png)
图3.4 电感充放电波形
△E漏=1/2*L漏*（I22-I12）; (1)
△E漏= L漏*（I2-I1）*IL漏;
△E漏= L漏*△I*IL漏;
因为V=L*△I/△t; (2)
所以△E漏=VON*tON* IL漏;
又因为tON=D/f； (3)
IL漏=IO漏/(1-D)； (4)
VON=VEC11;
所以△E漏=VEC11* （D/f）* IO漏/(1-D);
又因为IEC11=IO漏*D/(1-D); (5)
所以△E漏= VEC11* IEC11/f;
所以VEC11= (R68 *△E漏*f)1/2; (6)
根据上述公式可以看出来，RCD吸收回路吸收漏感产生的电压与电阻R68的值有关。
二极管D2的反压需要足够大，至少要等于MOS管的最大耐压值，否则有被击穿的风险。
2.输出二极管D1选型
输出二极管D1选型需要考虑：
额定电流值：额定电流值应该高于平均输出电流至少两倍以上，同时需要考虑二极管的温升。为了到达更好的散热性能及效率，可以考虑使用两个二极管并联，但最好不要超过两个。
峰值反向电压： VFD1=Vdc+*n+Vo，其中Vdc+为输入电压,n为变压器匝数比，Vo为输出电压，理论选型时，至少降额80%使用。
反向恢复时间：该参数只有开关电源系统工作在连续模式下才会体现出来，二极管的电流还没有释放完，就要强行关断，电流需要迅速关断，反向恢复电流才会比较大，所以需要尽快恢复。而工作在非连续模式时，二极管关断前电流已经放完，所以无需反向恢复。
3.反馈光耦选型
次级反馈如果有初次级隔离方案的话，几乎离不开光耦（除了电源芯片自带磁耦合技术等），所以光耦在整改反馈系统中充当的角色可以说是举足轻重，不过光耦这个看似简单的器件，实际上它的电流传输比CTR受环境温度和正向输入电流If影响极大，下面两幅图选自某一光耦规格书，可以发现环境温度、正向输入电流仅更改单一变量时，电流传输比CTR的值是变化的。
.png)
那么CTR值对反馈有什么影响呢？开关电源开始工作时，Vo电压不断上升，R3、R4串联分压，当R4两端的电压达到TL431开启的阈值时，TL431导通，光耦导通，输出端产生电流Ic，Ic=CTR*If，而大多数电源芯片都是通过检测电流变化来调整MOS管的占空比的，试想如果CTR的值小于100%时，那光耦对于输出电压的反馈实际作用不是增益，而是衰减，会导致输出电压波动时，开关电源芯片对占空比控制的不及时，输出电压调整较慢，输出电压不稳定等问题。
所以对光耦的选择会影响开关电源系统的稳定应，最好要让光耦厂家提供一个空调的应用电路中的If值和应用环境温度的特性曲线，用来评估整个开关电源系统在环境温度上下限工况时的稳定性和可靠性。
4.开关电源芯片选型
开关电源芯片相对比较成熟，选型时根据设计所需功能选择即可，一般情况都是系列化的，功率不满足换一个同系列相对功率大一些的就可以了，在空调领域也很少遇到超过50W的开关电源负载。
但是需要注意的是备份电源芯片时，频率对高频变压器的影响，如果之前是按照开关频率100kHz来设计的变压器，那么只能备份开关频率是100kHz以上的电源芯片，如果频率较低，高频变压器磁芯有饱和的风险。因为，通常磁通密度B不超过0.3T我们认为磁芯不饱和，而：
磁芯密度B=（峰值电流IPK*电感量L）/（初级绕组匝数N*磁芯有效面积S） (7)
根据电感公式V=L*di/dt; (8)
所以B=△ton*V*IPK/（N*S*△I）,△I为电流变化量;
因为 IPK=（1+r/2）IL ； r为电流纹波率，IL为电感斜坡中心值;
又因为r=△I/ IL；
所以B=△ton*V*(2+r)/（2*N*S）；
(9)
因为V、r、N、S都是定值，所以△ton越大，B越大；而△ton=D/f，输入电压和输出电压都确定时，占空比D为固定值，所以开关频率f越小，△ton越大，磁通密度B越大，因此开关频率降低时变压器磁芯容易饱和。
5.输出电容选型
输出电容的纹波电流额定值需要大于计算出来的输出电流纹波值，对于较低输出纹波设计时，可以选用低ESR的电解电容。
输出电容的耐压值需要高于空载输出电压的值，且电解电容至少需要降额85%使用。
最小容值可以理论计算得出：
CMIN=2*Io*Toff/VPP (10)
根据经验通常输出2A需要至少1000uF的电解电容。
结语
本文介绍了反激式开关电源的基本原理以及重要器件选型，文中提到不同的负载，不同的工况对应的选型都会有所差异。为了达到低成本、高可靠性，每一个开关电源系统都需要重新确认选型，而不是一味的借用。
参考文献：
[1] Sanjaya Maniktala.精通开关电源设计（第二版）
[2] 钱海月 王海浩.变频控制技术
[3] 曹文 贾鹏飞. 硬件电路设计与电子工艺基础（第二版）